作者：Bird
上一回在【Maker 電子學】漫談交換式電源的原理與設計—PART 4，我們以 MC34063A 的實際電路說明了電路中各個零件的功能，並簡單介紹了設計這樣的電路時，設計過程的各種迭代與考慮。這一回我們要來實際算出一個可以工作的電路。
設計目標 #
我們這次設計的目標，是要用 MC34063 做出一個以 3.6 V 單顆鋰電池爲輸入，5 V 爲輸出的升壓電路。我們希望最大的輸出電流要能夠供應到 300 mA。根據能量守恆定律，如果 5 V 輸出要有 300 mA，在效率 100% 的狀況下，3.6 V 輸入的電流就要有 5（V）* 300（mA）/ 3.6（V）= 416 mA
但由於交換式電源的轉換效率不可能達到 100%，所以實際上的輸入電流會比 416 mA 還要大。
（圖片來源：Bird 提供）
上圖是我們上次介紹過的，典型的 MC34063 升壓電路。接下來我們就要來決定電路中的各個零件數值。
線上設計工具 #
MC34063 是一顆上市已久且廣泛使用的交換式電源 IC，因此網路上可以找到非常多的設計資料，也有很多線上的設計工具可以幫助我們決定零件數值。這次我們要做的是 boost converter，你只要在搜尋引擎中打「MC34063 boost calculator」或是「MC34063 boost design tool」，就可以找到一大堆網頁可以幫助你線上做計算。除了網頁版的工具外，也可以找到一些離線的設計工具可以下載。
我們接下來就以 http://www.nomad.ee/micros/mc34063a/index.shtml 這個設計線上設計工具爲範例，來完成這個電路。
打開這個網址，你會看到這樣的畫面：
（圖片來源：Bird 提供）
這個網站是一個叫 Madis Kaal 的愛沙尼亞人所維護的，他的正職雖然是軟體工程師，但其實也是個硬體技術的愛好者，他的網站上有很多跟硬體相關的題目可以參考，而這個 MC34063 的設計工具就是他的網站上很常被使用的工具之一。
這個設計工具用起來其實很簡單，只要在左上角的輸入區打入需要的設計參數，再按下「Calculate」按鈕，設計的結果就會出現在下方的框框裡。
剛進入網頁時，畫面上的參考電路並不是 boost converter，而是降壓用的 buck converter，不過這個工具會自動根據我們鍵入的輸入電壓與輸出電壓之間的關係，而自動顯示對應的電路圖。
我們在輸入欄位鍵入以下參數：
Vin：3.6 V
Vout：5 V
Iout：300 mA
Vripple：先空著不填
Fmin：50 kHz
按下 Calculate 按鈕之後，畫面上就會出現設計結果，右邊的參考電路圖也會跟著變爲 boost converter 的電路。
（圖片來源：Bird 提供）
我們上次有提過電感大小與交換頻率之間的關係：頻率越高，就可以用越小的電感；但頻率越高，交換損失會越大，而且 MC3463 的最高交換頻率只到 100 KHz。
一般我們用 MC34063 設計 boost 電路時，交換頻率大概會設定在 20 KHz 到 80 KHz 之間，這算是 MC34063 用起來比較「舒服」的交換頻率區間。以這個設計來說，我們先設定交換頻率爲 50 KHz，設計工具就會利用輸入、輸出之間的電壓比例以及交換頻率，計算出最小所需要的電感值。
根據上面算出來的結果，最小所需要的電感值是 21 uH。我們上次有說過，交換式電源只有「最小」電感值，在這個值以上你愛用多大就用多大，不過用太大只是浪費而已。
如果算出來的最小電感值很大，大到零件選用上有困難，這時我們就需要提高交換頻率，利用損失一點效率來換取電感的大小。不過以目前的試算來看，21 uH 是一個還算合理的數值。一般的工型或環形繞線電感，在 100 uH 以下都是很容易取得的零件。
選擇電感時，除了感值之外，另一個需要注意的參數是電感的耐電流。上面的試算幫我們算出了 Ipk 峰值電流這個數字，這就是這個電路在切換的週期中，流過開關電晶體的最大電流。由於電感跟開關電晶體是串聯在一起的，因此電晶體上的峰值電流也就是電感上的峰值電流。
以上面的試算來看，峰值電流是 1.015 A。我們在選擇電感時，就要找感值 21 uH 以上，最大電流 1.015 A 以上的零件。
電感元件的選擇 #
舉個例子來說，我們看看電感供應商 Coilcraft 的 RFB1010 系列。這是直徑爲 11 mm 的插件型繞線電感，根據它網站上的資料，它 22 uH 型號的飽和電流爲 4100 mA，因此這個型號可以用在上面那個電路。
（圖片來源：Bird 提供）
當然我們也可以用更大感值的型號，如 27 uH 或是甚至 47 uH 的。一般來說，隨著感值的增加，繞線所需要的線長就會增加，因此電感上的 DC 電阻也會跟著增加，交換電路在電感上的損耗就會隨之增加，所以我們並不傾向用大於最低感值太多的電感。
MC34063 內部的開關電晶體最大可以承受 1.5 A 的電流，因此在不使用外部開關元件的前提下，電感上的電流應該也不能超過 1.5 A。
決定了電感後，再來看其它的零件。Ct 是用來決定交換頻率的 timing capacitor，設計工具會自動根據我們設定的交換頻率算出 Ct 的值，以上面這個例子來說，如果要震出 50 kHz 的頻率，Ct 就要用 327 pF。不過呢，除非你去找電容廠商訂製，一般來說我們買不到 327 pF 這種數值的電容器。
E-series 數列 #
大部分的被動元件數值都遵循一個叫做 E-series 從優數的數列。最常用的 E-series 是 E-24，所謂 E-24 就是它把零件的數值從 1 到 10 之間分割爲 24 個數字，因此 E-24 序列就是：
1.0、1.1、1.2、1.3、1.5、1.6、1.8、2.0、2.2、2.4、2.7、3.0、3.3、3.6、3.9、4.3、4.7、5.1、5.6、6.2、6.8、7.5、8.2、9.1
因此我們買電阻的時候，有 430 ohm、4.3 K、4.7 K、5.1 K 的電阻，但不會有 5 K 的電阻。電容器也是一樣的狀況，在 E-24 系列的電容器裡，你可以買到 300 pF、330 pF 的電容，但是不會有 327 pF 的電容，甚至在精度更高的 E-92 或是 E-192 序列中，也沒有 327 這個數字，最接近的值是 E-192 系列的 328 pF。
使用設計輔助工具時，我們常常會遇到這種算出來但是買不到零件數字的狀況。這時候，我們可以挑選最接近可以買到的零件數字，再將它代回去計算，看看零件數值造成的誤差是否在可接受的範圍。
以上面的這個電容數值的差異來看，如果我們用 330 pF 取代 327 pF，容值的誤差是 3 pF，以比例來看就是 1%，這對 50 KHz 的交換頻率來說誤差大概是 0.5 KHz，而由於 330 pF 比 327 pF 大，因此頻率會往較低的方向偏移。
當交換頻率比預期低時，我們就要考慮電感會飽和的可能性，不過由於頻率只偏低 1%，而如果我們用 22 uH 的電感取代原來計算出來的最小電感值 21 uH，電感比預期的值增加的比例會是 1/21 = 4.7% 左右，所以電感值的變大一定可以補償這個頻率偏移。
至於決定輸出電壓的兩個分壓電阻，我們運氣很好，計算出來的兩個零件數值 1 KΩ 和 3 KΩ 都是 E-24 series 中有的數值，因此可以調出剛剛好的輸出電壓。其實這是一個美麗的巧合造成的：MC34063 的電壓比較器內部參考電壓是 1.25 V，剛好是 5 V 的四分之一，所以利用一比三的電阻值剛剛好可以做出四分之一的分壓電路。
Madis Kaal 的這個設計工具其實很貼心，它在計算分壓電阻時，會自動從 E-24 series 的數字中選擇 R1 和 R2 的數值，並告訴你最後計算出來的電壓。有興趣的讀者可以試著將輸出電壓改成 12 V：
（圖片來源：Bird 提供）
它會算出 R1 要用 1.5 KΩ、R2 要用 13 KΩ，而在這樣的組合下，設定出來的輸出電壓會是 12.08 V，不過這個電路是沒辦法運作的，因爲在其它條件不變的前提下，如果要把 3.6 V 升到 12 V，又要有 300 mA 的輸出電流，電感和電晶體上的峰值電流 Ipk 會高達 2631 mA，已經遠遠超過 MC34063 可以應付的 1.5 A 甚多。
這個設計工具也會自動根據 Ipk 幫我們計算 MC34063 的電流偵測電阻 Rsc，以避免電感或電晶體上的峰值電流超過設計的目標。Rsc 算出來的值不會從 E-24 series 中挑選，因此我們也需要像決定 timing capacitor 一樣，回頭去試算一下。
設計迭代 #
至於剛剛我們省略沒填的 Vripple，意思是我們預期輸出的最大漣波電壓，這個電壓會由輸出電容器 Co 來決定，越大的輸出電容可以造出越平滑、漣波越小的輸出，但這之間的關係並不是線性的，而且由於交換式電源的特性，你不可能造出完全沒有漣波的輸出。MC34063 的交換頻率以現在的技術來說又是相對低的，對它輸出漣波電壓更不利。
我們試著在原來的設計參數中輸入 10 mV 的漣波電壓限制，看看輸出電容器 Co 要放多大才能達到 10 mV 的漣波電壓：
（圖片來源：Bird 提供）
如果要達到 10 mV 的漣波電壓，需要放一顆 2209 uF 的輸出電容，這時一顆很大、很大、很大的電容器，大到不切實際。如果我們將 Vripple 改爲 100 mV，輸出電容就只需要 221 uF，這個數字就變得比較合理，雖然 220 uF 的電容器仍然蠻大一顆的。
如果我們希望降低輸出漣波，但又沒辦法放這麼大的電容器時，該怎麼辦呢？這時我們可以增加交換頻率，因爲漣波的成因是 boost converter 在充電、放電的過程中電流不連續造成的，我們用輸出電容當作一個小水庫來緩衝這個不連續。如果增加交換頻率，電流不連續的週期時間就可以縮短，相對來說漣波就會變小。
我們試著在 Vripple = 100 mV 的前提下把交換頻率增加到 80 kHz：
（圖片來源：Bird 提供）
在 80 KHz 的交換頻率下，要達到 100 mV 的漣波電壓只需要 138 uF 的輸出電容，明顯比剛剛小很多，而且在這個工作頻率下，所需要的最小電感值也降到 13 uH，似乎是一舉兩得。不過對 MC34063 來說，要在 80 kHz 的交換頻率下工作，它其實已經有點吃力了，主要的原因我們上一回有說過：它裡面的開關電晶體並不是非常快的元件，工作頻率越高，電晶體上的開關損失就越大，整體電路的效率會越低。
如果這時候我們有個速度很快的開關電晶體來幫忙，是不是就可以做出交換頻率很高、漣波電壓很低，又可以使用很小顆電感的 boost 電源電路？沒錯，這正是交換式電源 IC 的發展方向。
現今的交換式電源 IC 拜半導體製程進步之賜，利用 MOSFET 做爲開關電晶體都可以工作到 1 MHz 以上的頻率，不僅可以使用很小顆的電感，電路的穩壓反應速度和輸出漣波電壓都可以有顯著的改善。
小結 #
這一回我們利用一個線上的設計工具示範了 MC34063 的設計及零件選用的過程，並示範了在不同特性之間取捨的設計迭代過程。我們在計算漣波電壓與輸出電容之間的關係時，發現交換頻率的增加對於改善輸出漣波以及減小電感這兩件事都有正面的影響，下一回我們就來看看，現今比較進步的交換式電源 IC 在提高交換頻率到 1 MHz 以上時，可以做到什麼程度。
（責任編輯：賴佩萱）
